Stereo-Decoder in Vollröhrentechnik nach Prinzip des SABA E16

Von Henry Westphal
Stand: 11.4.2020

Vorbemerkung

Dieser Bericht dokumentiert den Entwurf, Aufbau und Inbetriebnahme eines Stereodecoders, wie sie im Jahr 2017 im Rahmen eines Lehrauftrags des Verfassers am Fachgebiet EMSP der TU-Berlin, in Zusammenarbeit mit der Firma TIGRIS-Elektronik GmbH, durchgeführt wurde.

Dieser Bericht ist als Erfahrungsbericht und nicht als detaillierte Bauanleitung zu verstehen. In diesem Bericht ist der gesamte Arbeitsprozess, von der Konzeption, über den Detailentwurf, die Inbetriebnahme in Verbindung mit einem ebenfalls selbstgebauten UKW-Stereo-Super in Vollröhrentechnik bis zum Erreichen eines Stereo-Empfangs mit hervorragender Klangqualität ausführlich und nachvollziehbar beschrieben.

Bitte beachten Sie unbedingt die folgenden Hinweise:

Diese Schaltung arbeitet mit gefährlicher Spannung. Kondensatoren können tödliche Spannungen über längere Zeit halten. Stellen Sie daher unbedingt den Berührungsschutz sicher und verbinden Sie alle berührbaren Metallteile mit einer sicheren Erdung ausreichenden Querschnitts.

Sie können den Verfasser, Henry Westphal, unter hw@tigris.de kontaktieren.

Die Motivation

Die Hörversuche mit dem zunächst im Rahmen des Projekts aufgebauten Decoder zeigten eine deutliche Beeinträchtigung des Hörerlebnisses durch die bei der Decodierung entstehenden Klirrprodukte. Besonders störend sind Nebentöne, die beim Vorhandensein von Frequenzen oberhalb von ca. 8kHz entstehen, die dann in den unteren einstelligen kHz-Bereich fallen. In diesem Bereich ist das menschliche Ohr um ca. 10dB empfindlicher als im Bereich um 10kHz. Daher werden diese Nebentöne überproportional stark wahrgenommen. Sie stehen in keinem harmonischen Bezug zu den Grundtönen des Musikstücks.

Diese Nebentöne stören ganz besonders bei der Wiedergabe von Gesangsstimmen, hierbei vor allem bei Frauenstimmen. Die Gesangsstimmen wirken „desinteressiert“, „gleichgültig“ oder „teilnahmslos“.

Der als Vergleichsgerät genutzte Empfänger SABA Freudenstadt FD18 zeigte dagegen eine ganz hervorragende Wiedergabe von Stimmen. Es zeigte sich bei einer entsprechenden Messung, dass dieses Gerät überraschend geringe Amplituden von Nebentönen aufweist. Der Stereo-Decoder dieses Gerätes, der E16, arbeitet nach einem wenig bekannten Schaltungsprinzip.

Daher wurde die Aufgabe in Angriff genommen, das Schaltungsprinzip des E16 zu verstehen und in Form einer Röhrenschaltung (der Original-E16 arbeitet mit Transistoren) zu realisieren und hierbei die Amplituden der Nebentöne möglichst noch gegenüber dem Original zu reduzieren.

Weiterhin soll die neu zu entwickelnde Decoderschaltung ohne historische Spezialbauteile auskommen und nur aus einfach erhältlichen Bauteilen aus laufender Fertigung (2014) bestehen, um auch Anderen einen einfachen Nachbau zu ermöglichen.

Die Ergebnisse

Der neu entwickelte Decoder zieht messtechnisch und vom Höreindruck her mit dem E16 gleich. Die Anzahl der Nebentöne ist etwas höher als beim Original, dafür ist die Amplitude der Nebentöne geringer als beim Original-E16. Die Amplitude des besonders kritischen Nebentons 1kHz (bei 10kHz Grundton) ist um 6dB niedriger als beim Original. Die Kanaltrennung ist höher als beim Original.

Die Originalschaltung des E16

Der E16 wurde um 1965 herum gefertigt und kam in zahlreichen SABA-Geräten, wie etwa dem Freudenstadt FD18, zum Einsatz. Der E16 ist bereits in Transistortechnik ausgeführt.

Der Originalschaltplan des SABA-Decoders E16 (1965)

Es soll zunächst das Prinzip dieses Decoders dargestellt werden:
Die folgende Skizze zeigt die eigentliche Decodierschaltung.

Die Decodierschaltung des E16

Das aus dem Multiplex-Signal (MPX) abgeleitete 38kHz-Signal wird über die Primärwicklung von L6 in die Schaltung eingekoppelt.

Es wird zunächst angenommen, das 38kHz-Signal befinde sich in der Halbwelle, in der Pin1 von L6 positiver als Pin2 von L6 ist. Man erkennt, das in diesem Fall D6 und D5 sowie D4 und D3 leiten, während D9 und D10 sowie D7 und D8 sperren.

Da D7 und D8 sperren, gelangt das MPX-Signal im betrachteten Zeitintervall unbeeinflusst über R24 zum Ausgang R out.

Nehmen wir an, das MPX-Signal habe eine positive Amplitude. Dann wird das Signal über D3 „abgeleitet“. Die Kathoden von D5 und D3 haben ein Potential von ca. –0,3V (Flußspannung Schottkydiode/Germaniumdiode), so dass sich am Ausgang L out ein Potential von näherungsweise Null einstellt. Die gesamte Signalspannung fällt über P1/R23 ab.

Ein negatives MPX-Signal würde auf gleiche Weise über D4 „abgeleitet“.

Mit anderen Worten: In der gerade betrachteten Halbwelle des 38kHz-Signals wird das MPX-Signal unbeeinflusst auf den Ausgang R out durchgeschaltet, während der Ausgang L out nach Masse kurzgeschlossen wird.

Man erkennt leicht, das aus Symmetriegründen sich in der dann folgenden, entgegengesetzten, Halbwelle des 38kHz-Signals die umgekehrten Verhältnisse ergeben: Das MPX-Signal wird unbeeinflusst auf den Ausgang L out durchgeschaltet, während der Ausgang R out nach Masse kurzgeschlossen wird.

In der tatsächlichen Ausführung der Schaltung im E16 übernimmt die +18V-Versorgung die Funktion der Signalmasse.

Der Vorteil dieses Verfahrens gegenüber den herkömmlichen Decoderschaltungen liegt darin, das das Signal nicht durch die Dioden fließt, womit die Durchlassverzerrungen der Dioden nicht mehr im Signalweg liegen.

Die Aperturzeit entspricht praktisch der gesamten Halbwelle des 38kHz-Signals. Es wurde bereits gezeigt, das eine möglichst lange Aperturzeit die Verzerrungen (und das Rauschen) minimiert, wobei dann aber prinzipbedingt ein mit der Aperturzeit zunehmendes Übersprechen entsteht. Dieses Übersprechen kann aber in der Folgestufe leicht beseitigt werden.

Der mit L1 aufgebaute Sperrkreis hält Oberwellen des MPX-Signals und oberhalb des StereoÜbertragungsbereichs liegende Modulationen (RDS) vom Decoder fern und verhindert ein Heruntermischen dieser Modulationen in den hörbaren Bereich.

Die Schaltung im Detail

Auf den Folgeseiten ist der Schaltplan des Decoders wiedergegeben. Der hier gezeigte Schaltplan stellt die tatsächliche, abschließende Ausführung des Decoders dar. Hierbei sind nachverdrahtete Patches so in das Schaltbild aufgenommen worden, als wenn sie Bestandteil des PCB-Layouts wären. Andererseits sind nicht verwendete Bauteile und Optionen, die im PCB-Layout vorhanden sind nicht dargestellt. Ebenso sind die Steckverbinder nicht dargestellt, da sie für das Verständnis der Schaltung nicht von Bedeutung sind.

Die Schaltung benötigt, mit Ausnahme der Spulen, keinerlei Spezialbauteile, alle benötigten Bauteile mit Ausnahme der Spulen sind im Sortiment von Bürklin, Farnell oder BTB enthalten. Die Spulen werden von Schenk-Audio gefertigt und von Reinhöfer-Elektronik vertrieben.

Achtung: Die Anschlussnummern der Spulen auf diesem Schaltplan weichen von den Anschlussnummern entsprechend dem zum Zeitpunkt des Entwurfs nicht bekannten Belegungsplans von Reinhöfer ab.

„NB“ bedeutet „nicht bestückt“

Der eingangsseitige Teil des Decoders ist weitgehend von der Originalschaltung von Ernst Rössler (UKW-Projekt auf Jogis Röhrenbude) übernommen, die als Basis unseres ersten Decoders diente. Lediglich der Kathodenwiderstand R3 wurde deutlich erhöht, was den Schlüssel zur Reduktion der Amplituden der Klirrprodukte darstellte.

Für das vom Ratio-Detektor kommende Eingangssignal stellt die eingangsseitige Kathodenfolgerstufe einen hochohmigen Eingang dar, womit im Demodulator entstehende Verzerrungen klein gehalten werden. Für den Pilotton 19kHz ist jedoch der Kathodenwiderstand durch den Saugkreis C101/C102 und L101 nahezu kurzgeschlossen. Damit wird zum Einen der Pilotton aus dem an die Decodierschaltung geführten MPX-Signal entfernt und zum Anderen die Verstärkung der Stufe für die Pilottonfrequenz erhöht.

Das Pilottonfilter ist in der Originalschaltung des E16 nicht vorhanden. Es bringt eine gut erkennbare Reduktion der Amplituden der Klirrprodukte.

Die Pilottonfrequenz wird anodenseitig mit dem Schwingkreis aus L1/L2 sowie CP1 /C3 ausgekoppelt. Durch Zweiweggleichrichtung mit D1 und D2 erfolgt eine Frequenzverdopplung auf 38kHz. Mit dem Einbringen einer Gegenspannung über R5 und P1 wird die Empfindlichkeit der Stereo-Erkennung eingestellt. Bei hoher Gegenspannung bleiben die Dioden D1 und D2 gesperrt, womit dann kein 38kHz-Signal entstehen kann.

In der mit V1A aufgebauten Verstärkerstufe wird das 38kHz-Signal verstärkt. Das 38kHZ-Signal wird über den aus L3/L3 sowie C10/CP2 aufgebauten Schwingkreis in die bereits beschriebene Decodierschaltung eingekoppelt.

Über C7 und C15 wird das 38kHz-Signal ausgekoppelt und mit D7 und D8 gleichgerichtet. Beim Vorhandensein des 38kHz-Signals, also dem Vorhandensein einer Stereo-Sendung, liegt über C6 eine negative Spannung an, die das entsprechende Gitter der Anzeigeröhre EMM803 im ZF-Teil steuert.

Das MPX-Signal wird mit dem aus L151 und C151 aufgebauten Sperrkreis, zur Unterdrückung von Oberwellen des MPX-Signals und von digitalen Modulationen oberhalb des zur Audio-Übertragung verwendeten Frequenzbandes, sowie dem Tiefpass aus R151 und C152 gefiltert. Die Grenzfrequenz des RC-Tiefpasses aus R151 und C152 wird auch durch R107, P101 und R108 bestimmt, wobei stets ein Zweig nach Masse kurzgeschlossen ist. Bei Mittelstellung von P101 ist parallel zu C152 ein Widerstand von 5kOhm wirksam. Damit ergibt sich eine Grenzfrequenz von (7,5kOhm parallel 5kOhm und 1nF) = 53kHz, das ist die obere Grenze des oberen Seitenbandes der DifferenzsignalÜbertragung. Die gewählten Bauteilwerte wurden empirisch, ausgehend von der Dimensionierung des E16, festgelegt.

Die Ausgangssignale der Decodierschaltung werden mit den aus R105/C109 sowie R16/C110 aufgebauten Tiefpässen mit einer Grenzfrequenz von 8,8kHz gefiltert. Die Tiefpässe sind so hochohmig ausgelegt, das sich keine Beeinflussung der Decodierschaltung durch die Tiefpässe ergibt. Diese Tiefpässe sind Teil eines zweistufigen Filters aus zwei hintereinanderliegenden, entkoppelten, Tiefpässen.

Die aus den soeben beschriebenen Tiefpässen kommenden Ausgangssignale werden in der mit V201 aufgebauten Verstärkerstufe verstärkt. Die Kathoden beider Zweige der Verstärkerstufe sind über P201 miteinander gekoppelt. Würde man P201 kurzschliessen, dann hätte man einen Differenzverstärker, der vorrangig die Differenz beider Eingangssignale verstärken würde. Wäre dagegen P201 gar nicht vorhanden, dann würden beide Zweige der Verstärkerschaltung vollkommen unabhängig voneinander arbeiten.

Bei einer bestimmten Einstellung von P201 ist das Verhältnis von Differenz- zu Gleichtaktverstärkung gerade so groß, das das an den Ausgängen der Decodierschaltung noch vorhandene Übersprechen gerade kompensiert wird. In dieser Einstellung von P201 erhält man die maximale Kanaltrennung von ca. 30dB.

Man kann die Funktion der Schaltung auch mit anderen Worten beschreiben: Ein positives Seingangssignal am „oberen“ Zweig der Schaltung bewirkt eine Zunahme der Aussteuerung des „oberen“ Zweiges und damit auch des Potentials der Kathode des „oberen“ Zweiges, womit dann mittels des Stromflusses durch P201 auch die Kathode des „unteren“ Zweiges positiver wird, womit die Aussteuerung des „unteren“ Zweiges zurückgeht. Ein gewisser Teil des Ausgangssignals des „oberen“ Zweiges erscheint also negiert am Ausgang des „unteren“ Zweiges, womit in der Folge der prozentuale Anteil des Differenzsignals am Ausgangssignal erhöht wird, also die Kanaltrennung vergrößert wird.

Selbstverständlich darf man den Wert von P201 nicht über den Kompensationspunkt hinaus weiter verringern, da ansonsten die Signale eines Kanals negiert auf dem anderen Kanal erscheinen, womit sie sich für den Hörer dann teilweise auslöschen.

Am Ausgang der ersten Verstärkerstufe liegen wiederum Tiefpässe, mit einer Grenzfrequenz von ca. (33kOhm parallel 60kOhm {Innenwiderstand ECC83} plus 100kOhm / 220pF) = 3,4kHz. Diese Tiefpässe sind Teil eines zweistufigen Filters. Die Grenzfrequenzen der Tiefpässe wurden empirisch bestimmt, hierbei war ein möglichst „glatter“ Frequenzgang das Ziel. Die noch bestehende Restwelligkeit von ca. 1dB wurde akzeptiert, da der Stellbereich des nachfolgenden Klangstellernetzwerks ohnehin erheblich größer ist.

Die NF-Ausgangssignale werden mit der aus zwei Kathodenfolgerstufen bestehenden Ausgangsstufe, aufgebaut mit V202 niederohmig bereitgestellt. Damit ist der Anschluss von längeren geschirmten NF-Leitungen oder der ECLL800-Endstufe mit ihrem aufgrund des Klangstellernetzwerks frequenzabhängigen Eingangswiderstandes problemlos möglich.

Die Inbetriebnahme des Decoders

Bereits beim ersten Probebetrieb des Decoders zeigten sich Ergebnisse, die nicht all zu weit ab von dem Gewünschten entfernt lagen. Die weitere Optimierung des Decoders erfolgte mit einem über den SC5 HF-seitig in den Tuner eingespeisten 10kHz-Signal auf einem Srereo-Kanal, auf dem dScope wurde der „aktive“ Decoderausgang bezüglich der relativen Amplitude der Klirrprodukte und auch zwischenzeitlich der Frequenzgang betrachtet.

Die wichtigsten Erkenntnisse aus der Optimierung sind in der Folge zusammengefasst:

Abgleich des Decoders und des Empfängers

Der Decoder wurde, gemeinsam mit dem Empfänger, wie folgt abgeglichen:

Als NF-Generator wurde das dScope verwendet. Das Ausgangssignal des dScope wurde in einen Kanal des externen Modulationseingangs des Stereo-Coders SC5 eingespeist. Die Frequenz war 10kHz und die Amplitude war 500mV rms. Der HF-Ausgang des SC5 wurde in den Antenneneingang des ECC85-Tuners eingespeist. Der HF-Pegel wurde auf –10dB eingestellt. Bei zu hohem HF-Pegel nehmen die Verzerrungen am Decoderausgang leicht zu. Der Messeingang des dScope wurde an den Ausgang des Decoders angeschlossen, der dem mit 1kHz modulierten Eingangskanal des SC5 zugehörig ist.

P201 wurde zunächst auf maximalen Widerstandswert gestellt. P101 wurde in die Mittelstellung gestellt.

Vorbereitend wurde L1/L2 Resonanz (=Amplitudenmaximum) bei 19kHz abgestimmt. Im dann folgenden Schritt wurde L3/L4 auf Resonanz (=Amplitudenmaximum) bei 38kHz abgeglichen.

Weiterhin wurde L101 auf ein Minimum des Pilottones an C103 abgeglichen.

Man erhält nun an den Ausgängen ein 10kHz-Signal, die Kanaltrennung ist hierbei in der Größenordnung 6...12dB.

An dieser Stelle der Abgleichprozedur wurde die Abstimmung des Tuners (bei aktiver AFC) so nachgeführt, das sich ein minimaler Klirr des 10kHz-Signals ergab. (Die exakte Abstimmung ist sehr wichtig, bei ungenauer Abstimmung ergeben sich deutlich erhöhte Klirrwerte)

Dann wurde L1/L2 auf minimale Amplitude der Nebentöne (vorrangig 1kHz, 8kHz und 9kHz) eingestellt. Hierbei gibt es keine Einstellung, bei der alle Nebentöne gleichzeitig ihr Minimum erreichen. Daher wurde eine Einstellung gewählt, bei der alle Nebentöne unterhalb von --40dB (relativ zur Amplitude des Grundtones 10kHz) liegen.

Diese Einstellung fällt näherungsweise, aber nicht exakt, mit dem geringsten integralen THD+N-Wert zusammen.

Die Empfindlichkeit der Amplitude der Klirrprodukte in Bezug auf die Einstellung von L1/L2 ist sehr hoch. Schon Bruchteile einer Umdrehung haben erhebliche Auswirkungen.

Im nun folgenden Schritt wurden die Spulen L3/L4 (38kHz), L101 (Pilotton-Saugkreis) und L102 (63kHz- Sperrkreis) iterativ mit L1/L2 derart abgeglichen, das sich eine möglichst geringe Amplitude aller Klirrprodukte ergab. Die Empfindlichkeit bezüglich der Kernstellungen von L3/L4, L101 und L102 ist deutlich geringer als bei L1/L2, die Wirkung einer halbe Umdrehung ist kaum erkennbar.

Nachfolgend wurde der vorherige Schritt unter Einbeziehung des Sekundärkreises des Ratiodetektors und des Symmetrierpotentiometers P2 des Ratiodetektors (beeinflusst AFC-Gleichgewichtspunkt) wiederholt. (Der Wert des Potentiometers musste von 5kOhm auf 10kOhm erhöht werden, um einen optimalen Abgleich zu erhalten.) Der Abgleich ist sehr sensibel in Bezug auf die Stellung des Kerns des Ratio-Sekundärkreises, die sinnvolle Variationsbreite liegt bei weniger als einer Viertel-Umdrehung. Versuchsweise Änderungen an allen anderen ZF-Kreisen zeigten keinen relevanten Einfluss auf die Amplitude der Klirrprodukte.

Im letzten Schritt wurde, mit einem NF-Eingangssignal von 1kHz, die Kanaltrennung mit P201 eingestellt. Hierbei wird der „inaktive“ Kanal mit dem Oszilloskop beobachtet. Der Widerstandswert von P201 wird so lange verringert, bis sich gerade ein Minimum der Amplitude am „inaktiven“ Kanal einstellt.

Hinweis:
Ein Abgleich des Decoders ist auch ohne Audio-Analyzer möglich. Man gleicht hierzu zunächst so ab, das sich die in der Folge gezeigten Oszillogramme einstellen. Der dann folgende Abgleich auf das Minimum des 1kHz-Nebentons ist auch nach Gehör schon recht gut möglich, da das Ohr für 1kHz um etwa 10dB empfindlicher als für 10kHz ist.

Veranschaulichung der Funktion durch Oszillogramme

Die Funktionsweise des Decoders lässt sich anhand der folgenden Oszillogramme gut erkennen:

Diese Oszillogramme wurden mit einem Multiplexsignal aufgenommen, bei dem auf einem der beiden Stereo-Kanäle ein 1kHZ-Sinussignal anlag, während der andere Kanal auf Nullpotential lag.

Es wurde der interne Tongenerator des SC5 verwendet. Das HF-Ausgangssignal des SC5 wurde in den Antenneneingang des ECC85-Tuners gespeist.

Multiplexsignal am Decodereingang

Multiplexsignal an C103 (Pilotton ausgefiltert)

Multiplexsignal am Decoderausgang (andere Skalierung)

Multiplexsignal an C103 (Pilotton ausgefiltert) (andere Skalierung)

Signal an Verbindungspunkt von D103 und D104 (mit 1kHz modulierter Kanal)

Signal an Verbindungspunkt von D107 und D108
(Nullkanal,durch Wirkung des HF-Übertragungskanal entstandenes Übersprechen sichtbar)

Multiplexsignal am Decodereingang (andere Skalierung)

Multiplexsignal an C103
(Pilotton ausgefiltert)
(andere Skalierung)

Oben:
38kHz-Schaltfrequenz, an L4
Unten:
Multiplexsignal an C103
(Pilotton ausgefiltert)
(andere Skalierung)

Signal an Verbindungspunkt von D103 und D104
(mit 1kHz modulierter Kanal)
(andere Skalierung)

Signal an Verbindungspunkt von D107 und D108
(Nullkanal,durch Wirkung des HF-Übertragungskanal entstandenes Übersprechen sichtbar)
(andere Skalierung)

Oben:
38kHz-Schaltfrequenz, an L4
Unten:
Signal an Verbindungspunkt von D103 und D104
(mit 1kHz modulierter Kanal)

Oben:
38kHz-Schaltfrequenz, an L4
Unten:
Signal an Verbindungspunkt von D103 und D104
(mit 1kHz modulierter Kanal)
(andere Skalierung)

Abschließende Messergebnisse

Abschließend wurden die folgenden Messergebnisse aufgenommen:

Das NF-Signal wurde aus dem dScope in den externen Modulationseingang des SC5 eingespeist. Der NF-Pegel betrug 500mV rms.
Der HF-Ausgang des SC5 wurde in den Antenneneingang des ECC85-Tuners gespeist. Der HF-Pegel des SC5 wurde auf –10dB eingestellt (Bei höherem HF-Pegel nehmen die Klirrprodukte etwas zu)

NF-Signal direkt am Decoderausgang abgenommen, Klirrspektrum 10kHz.

Relative Amplituden zu Grundton 10kHz:

1kHz: -42,1dB
2kHz: -47,5dB
8kHz: -46,8dB
9kHz: -41,0dB
11kHz: -42,7dB

NF-Signal direkt am Decoderausgang abgenommen, Klirrspektrum 1kHz.

NF-Signal direkt am Decoderausgang abgenommen, THD+N 20Hz..15kHz.

NF-Signal direkt am Decoderausgang abgenommen, Frequenzgang 20Hz..15kHz.

Hinweis: Die Anhebung um ca. 1,2dB bei ca. 6kHz ist in der Praxis ohne Bedeutung, da der Einstellbereich der Klangsteller weit größer ist. Daher wurde diese Anhebung toleriert und (angesichts der knappen Zeit) auf eine aufwendige Anpassung der Filter verzichtet.

Bei 1kHz wurde eine Übersprechdämpfung von 30,5dB gemessen.

Die Stereodecoder-Baugruppe

Vergleich mit dem Decoder SABA E16

Die erzielten Ergebnisse sollen noch einmal mit dem internen Decoder E16 des SABA Freudenstadt FD18 verglichen werden:

Das NF-Signal wurde aus dem dScope in den externen Modulationseingang des SC5 eingespeist. Der NF-Pegel betrug 500mV rms.
Der HF-Ausgang des SC5 wurde in den Antenneneingang des FD18 eingespeist. Das NF-Signal wurde parallel zum Lautsprecher (des modulierten Kanals) abgenommen. Die Stellknöpfe für Lautstärke, Höhen und Tiefen waren auf „12 Uhr“ gestellt.

NF-Signal parallel zum Lautsprecher des FD18, Klirrspektrum 10kHz

Relative Amplituden zu Grundton 10kHz:

1kHz: -36dB
8kHz: -39dB
9kHz: -49dB
11kHz: -43dB

NF-Signal direkt am Decoderausgang (Eigenbau) abgenommen, Klirrspektrum 10kHz.

Relative Amplituden zu Grundton 10kHz:

1kHz: -42,1dB
2kHz: -47,5dB
8kHz: -46,8dB
9kHz: -41,0dB
11kHz: -42,7dB

Man erkennt, das „unser“ Decoder eine höhere Anzahl an Klirrprodukten aufweist, deren Amplitude jedoch geringer als beim FD18 ist. Insbesondere die (aufgrund der hohen Empfindlichkeit des menschlichen Ohres bei 1kHz) besonders kritische Amplitude bei 1kHz ist 6 dB geringer als beim FD18.

Weiterhin wurde ein subjektiver Hörvergleich vorgenommen.

Hierzu wurden an „unserem“ Radio und am FD18 der gleiche Sender eingestellt. Der Ausgang des Decoders „unseres“ Radios wurde (gekoppelt über 22nF) an den TB-Eingang des FD18 geschaltet. Durch Hin- und Herschalten zwischen „UKW“ und „Phono“ am FD18 war dann ein direkter A/B-Vergleich möglich, da die den Klang sehr stark prägenden Lautsprecher und der NF-Teil für beide Empfangsteile gleich waren. (Der NF-Pegel beider Empfangsteile war nahezu identisch)

Hierbei zeigte sich eine weitgehende Übereinstimmung beider Klangbilder. Auf der einen Seite wurde die größere Kanaltrennung „unseres“ Radios von vielen Hörern als positiv bewertet, während auf der anderen Seite nach Ansicht des Verfassers der Klang des FD18 immer noch ein „gewisses Etwas“ im Sinne von Präsenz und Wärme hat, das mit „unserem“ Radio nur zu gefühlten 99% erreicht wird.

Vergleich mit dem Decoder GRUNDIG DECODER 6

Es wurde ein Vergleich der Messwerte und des Höreindrucks mit einem Grundig-Decoder 6 vorgenommen. Hierzu wurde ein gebraucht bei Ebay gekaufter Decoder neu abgeglichen und in den Signalpfad eingeschleift.

Der Grundig-Decoder 6 weist eine schaltungstechnische Besonderheit auf, die Deemphasis des Differenzsignals wird VOR der Demodulation mit einem auf 38kHz abgestimmten Schwingkreis, dessen Bandbreite durch einen Parallelwiderstand angepasst wird, vorgenommen.

Adaption des Grundig-Decoders

Zur Adaption des Grundig-Decoders wurde eine überzählige, unbestückte, Leiterplatte der ersten Version unseres Stereo-Decoders verwendet. Die Ausgänge des Decoders wurden mit jeweils 1nF nach Masse tiefpassgefiltert.

Da die Ausgänge des Decoders hochohmig sind, bricht die Spannung an ihnen bei Belastung mit dem dScope-Eingang sehr stark ein. Daher wurde der Messeingang des dScope an den Lautsprecherausgang (mit 5 Ohm Drahtwiderstand abgeschlossen) angeschlossen. Durch die Belastung der hochohmigen Ausgänge des Decoders mit dem am Eingang der verwendeten NFEndstufe befindlichen Klangstellernetzwerkes entsteht eine „Verbiegung“ des Frequenzgangs, die durch eine entsprechende Einstellung des Klangstellers für den hier vorliegenden Zweck hinreichend linearisiert wurde.

Klirrspektrum 10kHz

Relative Amplitude zu Grundton 10kHz:
1kHz: -20dB

THD+N über Frequenz(20Hz bis 15kHz)

Frequenzgang (nach grober manueller Korrektur über Klangsteller)20Hz..15kHz

Man erkennt, das der Grundig-Decoder deutlich schlechtere Messwerte als der SABA E16 und der Eigenbau-Decoder aufweist. Es konnte aus Zeitgründen nicht abschliessend geklärt werden, ob an dieser Stelle ein (parametrischer) Fehler im Decoder vorliegt. Aufgrund der Übereinstimmung der grundsätzlichen Gestalt aller Kurven ist ein Fehler im untersuchten Exemplar des Grundig-Decoders jedoch unwahrscheinlich.

Im Hörvergleich zeigte sich ein im Vergleich zum E16 und zum Eigenbau-Decoder sehr mattes Klangbild. Gesangsstimmen, insbesondere Frauenstimmen, wirken durch die hohen Amplituden der Differenztöne „unbeteiligt“ und „desinteressiert“.

Test der HF-seitigen Deemphasis an „unserem“ Decoder

Versuchsweise wurde die Bestückungsvariante mit HF-seitiger Deemphasis auf dem bestehenden Decoder-Board realisiert. Hierbei konnten die bereits bekannten Ergebnisse bezüglich der Amplitude der Klirrprodukte erreicht, aber nicht übertroffen werden. Gleichzeitig zeigte sich aber eine sehr starke Abnahme der Übersprechdämpfung mit der Frequenz, die bei der ursprünglichen Ausführung des Decoders nicht vorhanden ist. Als Ursache kann die Abhängigkeit der Phasenverschiebung vom „Abstand“ zu 38kHz im Deemphasis-Kreis angenommen werden.

Nach einigen Stunden wurden die Versuche in diese Richtung daher abgebrochen und es wurde der bisherige Zustand des Decoders wieder hergestellt.

Nochmalige Betrachtung der NF-Endstufen im Zusammenhang mit dem Decoder

In Verbindung mit dem zuvor verwendeten Decoder ergab sich mit der SE-Endstufe mit ECL86 ein „besserer“ Klang als mit der ECLL800-Gegentaktendstufe. Der Grund dürfte darin liegen, das die zahlreichen Obertöne, die in dieser Endstufe entstehen, die bei der Stereo-Decodierung entstehenden Nebentöne „übertönen“.

Mit der Verwendung des neuen Decoders konnte dann das subjektive Klangempfinden durch Verwendung der obertonärmeren und im Frequenzgang weiter reichenden ECLL800-Endstufe noch einmal deutlich gesteigert werden.

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